影响开关模式、DC-DC转换器效率的主要因 - 模拟电源 -

本文详细介绍了开关电源(SMPS)中各个元器件损耗的计算和预测技术，并讨论了提高开关调节器效率的相关技术和特点。

概述

效率是任何开关电源(SMPS)的重要指标，特别是便携式产品，延长电池使用寿命是一项关键的设计目标。对于空间受限的设计或者是无法投入成本解决功率耗散问题的产品，高效率也是改善系统热管理的必要因素。

SMPS设计中，为获得最高转换效率，工程师必须了解转换电路中产生损耗的机制，以寻求降低损耗的途径。另外，工程师还要熟悉SMPS IC的各种特点，以选择最合适的芯片来达到高效指标。本文介绍了影响开关电源效率的基本因素，可以以此作为新设计的准则。我们将从一般性介绍开始，然后针对特定的开关元件的损耗进行讨论。

效率估计

能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。

绝大多数电源IC的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。Maxim的数据资料给出了实际测试得到的数据，其他厂商也会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。图1给出了一个SMPS降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。

采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解SMPS损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。

选择IC时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。例如，图1采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。


图1. MAX1556降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，可以达到95%的转换效率，效率曲线如图所示。

降压型SMPS

损耗是任何SMPS架构都面临的问题，我们在此以图2所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。


图2. 通用降压型SMPS电路和相关波形，对于理解SMPS架构提供了一个很好的参考实例。

降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求，MOSFET以固定频率(f_S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。当MOSFET导通时，输入电压给电感和电容(L和C_OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2中的回路1所示。

当MOSFET断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2所示。MOSFET的导通时间定义为PWM信号的占空比(D)。D把每个开关周期分成[D × t_S]和[(1 - D) × t_S]两部分，它们分别对应于MOSFET的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。所有SMPS拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。

对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET的压降)降压型SMPS的转换公式：

V_OUT = D × V_IN
I_IN = D × I_OUT

需要注意的是，任何SMPS在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D越低(相应的V_OUT越低)，回路2产生的损耗也大。

开关器件的损耗

MOSFET传导损耗

图2 (以及其它绝大多数DC-DC转换器拓扑)中的MOSFET和二极管是造成功耗的主要因素。相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。

MOSFET和二极管是开关元件，导通时电流流过回路。器件导通时，传导损耗分别由MOSFET的导通电阻(R_DS(ON))和二极管的正向导通电压决定。

MOSFET的传导损耗(P_COND(MOSFET))近似等于导通电阻R_DS(ON)、占空比(D)和导通时MOSFET的平均电流(I_MOSFET(AVG))的乘积。

P_COND(MOSFET) (使用平均电流) = I_MOSFET(AVG) × R_DS(ON) × D

上式给出了SMPS中MOSFET传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值，因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。对于“峰值”电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值(图3中的I_V和I_P)之间的电流波形的平方进行积分得到估算值。


图3. 典型的降压型转换器的MOSFET电流波形，用于估算MOSFET的传导损耗。

下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用I_P和I_V之间电流波形I的积分替代简单的I项。

PCOND(MOSFET)	= [(IP - IV)/3] × RDS(ON) × D
	= [(IP - IV)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN

式中，I_P和I_V分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图3所示。MOSFET电流从I_V线性上升到I_P，例如：如果I_V为0.25A，I_P为1.75A，R_DS(ON)为0.1Ω，V_OUT为V_IN/2 (D = 0.5)，基于平均电流(1A)的计算结果为：

P_COND(MOSFET) (使用平均电流) = 1 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

利用波形积分进行更准确的计算：

P_COND(MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.75 - 0.25)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

或近似为78%，高于按照平均电流计算得到的结果。对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。

二极管传导损耗

MOSFET的传导损耗与R_DS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(V_F)。二极管通常比MOSFET损耗更大，二极管损耗与正向电流、V_F和导通时间成正比。由于MOSFET断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P_COND(DIODE))近似为：

P_COND(DIODE) = I_DIODE(ON) × V_F × (1 - D)

式中，I_DIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。图2所示，二极管导通期间的平均电流为I_OUT，因此，对于降压型转换器，P_COND(DIODE)可以按照下式估算：

P_COND(DIODE) = I_OUT × V_F × (1 - V_OUT/V_IN)

与MOSFET功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I成正比，而不是I。

显然，MOSFET或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。

开关动态损耗

由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。

图4所示MOSFET的漏源电压(V_DS)和漏源电流(I_DS)的关系图可以很好地解释MOSFET在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t_SW(ON)和t_SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET的电容进行充电、放电。

图4所示，V_DS降到最终导通状态(= I_D × R_DS(ON))之前，满负荷电流(I_D)流过MOSFET。相反，关断时，V_DS在MOSFET电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图4可以清楚地看到这一点。


图4. 开关损耗发生在MOSFET通、断期间的过渡过程

开关损耗随着SMPS频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高(周期缩短)，开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。由于开关损耗和频率有很大的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。

MOSFET的开关损耗(P_SW(MOSFET))可以按照图3所示三角波进行估算，公式如下：

P_SW(MOSFET) = 0.5 × V_D × I_D × (t_SW(ON) + t_SW(OFF)) × f_S

其中，V_D为MOSFET关断期间的漏源电压，I_D是MOSFET导通期间的沟道电流，t_SW(ON)和t_SW(OFF)是导通和关断时间。对于降压电路转换，V_IN是MOSFET关断时的电压，导通时的电流为I_OUT。

为了验证MOSFET的开关损耗和传导损耗，图5给出了降压转换器中集成高端MOSFET的典型波形：V_DS和I_DS。电路参数为：V_IN = 10V、V_OUT = 3.3V、I_OUT = 500mA、R_DS(ON) = 0.1Ω、f_S = 1MHz、开关瞬变时间(t_ON + t_OFF)总计为38ns。

在图5可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET“导通”时(图2)，流过电感的电流I_DS线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。

利用上述近似计算法，MOSFET的平均损耗可以由下式计算：

PT(MOSFET) = P_COND(MOSFET) + P_SW(MOSFET)

= [(I₁³ - I₀³)/3] × R_DS(ON) × V_OUT/V_IN + 0.5 × V_IN × I_OUT × (t_SW(ON) + t_SW(OFF)) × f_S

= [(1³ - 0³)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10^-9) × 1 × 10⁶

= 0.011 + 0.095 = 106mW

这一结果与图5下方曲线测量得到的117.4mW接近，注意：这种情况下，f_S足够高，P_SW(MOSFET)是功耗的主要因素。


图5. 降压转换器高端MOSFET的典型开关周期，输入10V、输出3.3V (输出电流500mA)。开关频率为1MHz，开关转换时间是38ns。

与MOSFET相同，二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间(t_RR)，二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。

当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰(I_RR(PEAK))，极性与正向导通电流相反，从而造成V × I功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。图6给出了二极管在反向恢复期间的PN结示意图。


图6. 二极管结反偏时，需要释放正向导通期间的累积电荷，产生峰值电流(I_RR(PEAK))。

了解了二极管的反向恢复特性，可以由下式估算二极管的开关损耗(P_SW(DIODE))：

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